方向盤轉角感測器介面

汽車對產品而言是非常苛刻的：任何連線到12V電源上的電路都必須工作在9V至16V的標稱電壓範圍內，其它需要迫切應對的問題包括負載突降、冷車發動、電池反向、雙電池助推、尖峰訊號、噪聲和極寬的溫度範圍。在負載突降時，交流發電機的輸出電壓迅速升高到60V或更高的電壓；冷車發動指的是在低溫時起動汽車，這會引起電池電壓下降至6V或更低；電池反向是在啟用一個沒電的電池時，由於粗心地將電纜極性接反造成的。很多牽引車都配備兩個串聯起來的12V電池，以在寒冷的天氣中幫助起動一個電池沒電的汽車。這將使電氣系統的電壓範圍提高到了28V，直到汽車起動且牽引車司機斷開跨接電纜為止。

考慮到汽車電氣系統由大電流電動機、繼電器、螺線管、車燈和不斷顫動的開關觸點組成，因此出現尖峰訊號和噪聲就一點也不奇怪了。另外，交流發電機是採用斬波勵磁調整的三相電機，有時會以非常大的電流對電池充電。因此，對於工作在汽車環境中的電路設計來說，尤其是需要適應在負載突降和雙電池助推情況下產生的高輸入電壓電路。

無源保護電路

用於汽車電子產品的無源保護網路如圖1所示。與此相同或類似的電路廣泛用於保護與汽車 12V 匯流排連線的各種系統。這種網路防止高壓尖峰、持續過壓、電池反向和電流過度消耗造成損害。圖1的電流保護作用很明顯，如果負載電流超過1A的時間很長，絲F1就會熔化。D1與F1結合防止電池反向連線造成損害，大電流流經正向偏置的D1並燒斷保險絲。電解電容器大約在額定電壓的150%時有一個有趣的特性：隨著終端電壓的提高，這種電容消耗的電流也越來越大，就C1而言，它在輸入持續升高時起箝位作用(最終燒斷保險絲)。雙電池助推時的電壓為28V左右，這不會燒斷保險絲，因為C1 25V的額定值足夠高，額外消耗的電流很少。電感器增加了很小的電阻，以限制峰值故障電流以及輸入瞬態的轉換率，從而在存在尖峰時幫助C1實現箝位。

圖 1：以簡單性為特點的無源保護網路

無源網路的主要缺點是它依靠燒斷保險絲來防止過流、過壓和電池反向造成損害。另一個缺點是，它依靠電解電容實現箝位。這種電容器老化以後，電解質會變幹，等效串聯電阻(ESR)提高的特性也就消失了，這會損害箝位效果。有時D1採用大的齊納二極體以幫助這個電容器發揮作用。人們已經設計出了有源電路來克服這些缺點。

有源電路

圖2顯示了一個有源解決方案，該方案用於遮蔽敏感電路，使其免受變化不定的12V汽車系統的影響。採用LT1641來驅動輸入N溝道MOSFET，而上述提供無源解決方案就不具備這種附加保護：首先，LT1641在輸入低於9V時斷開負載，以防在低輸入電壓時系統失靈，並在起動時或充電系統出現故障時，減少系統向非關鍵負載提供寶貴的電流的'機會；其次，LT1641在首次加電時逐漸升高輸出電壓，對負載實行軟啟動；第三，通過限流和定時斷路器保護輸出免受過載和短路影響。如果發生電流故障，斷路器就以1至2Hz的速率自動重新嘗試建立連線，可以設定保護電路上行線路保險絲的容限，讓它在LT1641的下行線路出現電流故障時不熔化；最後，圖2所示電路隔離出現在輸入端的過壓狀態，同時提供箝位輸出，以便負載電路在出現過壓時能繼續正常工作。

圖 2：過壓瞬態保護器將輸出箝位在24V左右，如果輸入降至低於9V就斷接

在12V輸入的通常情況下，LT1641將MOSFET的柵極充電至大約20V以充分提升MOSFET的電壓，並向負載提供電源。27V齊納二極體D1的兩端分別連線柵極與地，但是在9至16V的工作電壓範圍內不起作用。當輸入升高到超過16V時，LT1641繼續給MOSFET的柵極充電，試圖保持MOSFET完全接通。如果輸入升得太高，齊納二極體就會對MOSFET的柵極箝位，並將輸出電壓限制在大約24V。LT1641本身在其輸入端能夠處理高達100V的電壓，而且不受柵極箝位動作的影響。柵極箝位電路比無源解決方案的箝位電路精確得多，而且簡單地通過選擇一個具有合適擊穿電壓的D1，就可以輕鬆調整柵極箝位電路以滿足負載要求。



圖2所示電路在負載電流高達1A左右時工作得很好，但是就更高的負載電流而言，推薦使用圖3所示電路來防止MOSFET過度消耗功率。如果過壓狀態持續存在，如電氣系統由兩個串聯電池供電的時間超過通常所需時間，或負載突降後電流慢速上升以及MOSFET較小時，那麼過度消耗功率是有風險的。輸出由D1和D2取樣，如果輸入超過16.7V，那麼就向“SENSE”引腳反饋一個訊號，以將輸出穩定在16.7V。這裡的調節比圖1所示電路的調節更精確，並且可以通過選擇合適的齊納二極體輕鬆定製，以滿足負載的需求。

總的功耗由“TIMER”引腳限制，這個引腳記錄MOSFET調節輸出所用的總時長。如果過壓狀態持續超過15ms，那麼LT1641就停機並允許MOSFET停止輸出調節。在大約半秒鐘以後，該電路嘗試重新啟動。這種重啟週期一直持續，直到過壓狀態消失並恢復正常工作為止。處理過流故障的方法與圖2描述的方法相同。

電池反向保護

簡單地增加一個串聯二極體，就可以給圖2或圖3所示電路增加電池反向保護功能。

圖 3：調整箝位電壓以在輸入浪湧上升時箝位，保護MOSFET免受功率過度消耗的影響

在大多數情況下，採用普通p-n二極體就可以，如果正向壓降很重要，可以選擇肖特基二極體。在隔離二極體中的功耗不可接受的關鍵應用中，圖4所示的簡單電路就可以解決這個問題。

圖 4：用於圖2和圖3的電池反向保護

在正常工作情況下，MOSFET Q2的體二極體正向偏置，並傳送功率至LT1641。LT1641接通時，Q2柵極獲得驅動，從而完全接通。如果輸入反向，那麼Q3的射極就被拉低至低於地電平，Q3接通，從而將Q2的柵極拉低並保持其接近Q2的源極電平。在這種情況下，Q2保持斷開狀態，並隔離反向輸入，使其不能到達LT1641和負載電路。微安級電流流經1MΩ電阻，到達LT1641的“GATE”引腳。

高壓LDO用作電壓限幅器

最高輸入電壓額定值為25V或更低的降壓穩壓器(如LT1616)一般不考慮用於汽車應用。然而，如果與 LT3012B/LT3013B等低壓差(LDO)線性穩壓器結合使用，在輸入電壓上的缺點就可以輕鬆克服。這種尺寸小、效率高的組合如圖5所示，可以在汽車環境中提供3.3V輸出。

圖 5：LT3013B用作電壓限幅器

LT3013B擁有4V至80V的寬輸入電壓範圍，並集成了電池反向保護功能，無需特殊電壓限制或箝位電路，因此節省了和電路板面積。在以適中的負載電流工作時，LDO穩壓器的效率近似等於VOUT/VIN。如果VOUT比VIN低得多，那麼LDO的效率就會下降。例如，將12V輸入降至3.3V輸出時，效率僅為28%。

在圖5中，通過讓LT3013B在正常輸入電壓範圍內以低壓差方式工作實現更高的效率。在這種情況下，LT3013B的輸出電壓設定為24V。該LDO的輸出電壓僅比VIN低400mV，它以97%的效率為LT1616降壓型穩壓器供電，而且電壓恰好在正常工作電壓範圍的中間。在負載突降情況下，VIN可能迅速升至高達80V，但是在VIN超過24.4V時，LT3013B將調整它的輸出，並將其有效地“限制”在24V，這剛好在LT1616開關的額定電壓範圍內。如果VIN上升至高於24.4V，該LDO的效率會下降，但是這種情況持續時間很短，不會產生什麼不良後果。

LT1616將LT3013B受到限制的輸出轉換為3.3V。在12V輸入時，該開關的效率大約為80%。在冷車發動時，汽車的電壓可能降低至5V。在這種情況下，LT1616的輸入電壓為4.6V，恰好處於它的工作電壓範圍之內。LT3013B LDO穩壓器與LT1616開關結合，在不犧牲效率的前提下，可在12V汽車電氣系統典型的寬工作電壓範圍內提供穩定的3.3V輸出。

一個整合度更高的解決方案是LT3437。LT3437是一個200kHz的單片降壓型穩壓器，它的輸入電壓範圍為3.3V至80V。其在無負載時的100uA低靜態電流是今天始終保持接通系統所必需的。可以在LT3437的輸入端串聯一個低成本的二極體以提供電池反向保護。